A GaN MMIC Load-Modulated Balanced Amplifier With Modified Output Coupler for Efficiency Enhancement Over a Larger Power Back-Off Range

具有改进的输出耦合器的 GaN MMIC 负载调制平衡放大器，可在更大的功率回退范围内提高效率

摘要

本文首先介绍了一种采用 0.15um GaN 工艺开发的单片微波集成电路 (MMIC) 负载调制平衡放大器 (LMBA)。 在此简介中，非对称输出耦合器用于在更大的 OBO 范围内进一步增强输出功率和输出回退 (OBO) 效率。 这种MMIC LMBA工作模式依赖于三路有源负载调制过程，通过修改输出耦合器的耦合系数，可以提供更多的设计参数和自由度。 为了在毫米波 (mm-wave) 下验证所提出的 LMBA，演示、制造并测试了 24.7-25.7 GHz MMIC LMBA。 测量结果表明，该 MMIC LMBA 可以提供 35.2dBm 的饱和输出功率，峰值漏极效率为 37.7%。 在 6dB/8dB/10dB OBO 下，可分别获得 23.8-30%、24.2-27% 和 20-24% 的功率附加效率 (PAE)。 测得的 S21 为 15 dB，增益变化为 ±0.4 dB。 当由 PAPR 为 9.2dB 的 100MHz 64-QAM OFDM 调制信号驱动时，通过 DPD 测量的 ACPR 提高至 –45.04 dBc。 在这种情况下，PA 的平均效率为 25.2%，平均输出功率为 26.2dBm。

一、介绍

大频谱资源可用性的无线需求导致微米波（mm-wave）频段在第五代（5G）无线通信中受到广泛的关注¹。 同时，具有高峰均功率比（PAPR）的调制信号得到普及，以实现最大频谱效率²。 因此，考虑到PA在射频系统中的主导地位，需要在大输出功率回退（OBO）范围内具有高效率³。

Doherty PA (DPA) ⁴、⁵、⁶ 和 负载调制平衡放大器 (LMBA) ⁷、⁸、⁹、¹⁰、¹¹、¹²、 ¹³，凭借其高输出功率回退效率，引起了人们的广泛关注。 然而，随着回退水平的增加，DPA 负载调制网络的设计变得非常复杂，因为它涉及多段传输线。

相比之下，这种 LMBA 已被证明是一种可靠的方法，可以通过简单的负载调制网络在深层 OBO 级别上保持比 DPA 更高的效率。 其架构通过输出耦合器结合了三级放大器，其中包括一个控制放大器（CA）和两个平衡放大器（BA），导致负载调制行为，从而提高回退效率。 传统的 LMBA 只能提供 6 dB OBO 电平，并且 BA 均作为载波放大器偏置在 AB 类模式 ⁷、⁸。 为了通过扩展回退范围来提高效率，⁹ 和 ¹⁰ 中提出了伪 Doherty LMBA (PD-LMBA) 和顺序 LMBA (SLMBA)，将 CA 设置为载波，将 BA 设置为峰值放大器。 然而，CA 负载阻抗保持恒定值，导致线性度恶化，并严重降低 OBO 范围中间的效率。 在¹¹中，混合非对称LMBA（H-AMBA）可以在更大的回退范围内实现类似于三级Doherty PA的三峰值效率。 由于不同的BA为了方便而采用了相同的晶体管，导致功率利用率不足，导致功率成本。 为了充分利用所有单元的功率，¹²中提出了一种用于 LMBA 的不对称输出耦合器。 需要注意的是，隔离端口处BA产生的残余功率会被消耗，从而导致整体PA的饱和效率下降。 虽然这些不同类型的LMBA已逐渐应用于6 GHz以下应用，但由于严格的设计规则检查（DRC）和晶体管高频性能的限制，在毫米波频段实现LMBA架构是一个巨大的挑战 。 由于工艺和对称输出耦合器的限制，¹³中报道的毫米波Doherty-Like LMBA只能提供较低的OBO电平（6dB）和较小的输出功率。

为了解决上述缺点，本文采用商用 0.15um GaN 工艺设计和制造了带有改进输出耦合器的毫米波 LMBA。 为了进一步提高输出功率和回退效率，提出了一种不对称输出耦合器，使得所提出的LMBA可以在更大的OBO范围内实现效率提高。 与报道的LMBA¹³相比，我们提出的LMBA表现出更高的OBO效率和输出功率。

二、提出的MMIC LMBA 理论和分析

A.基于改进正交耦合器的负载调制过程

LMBA 的等效框图（建议的 LMBA，C0 $ \ne $ 0.707（3dB）,传统的 LMBA，C0 = 0.707（3dB））。

如图1所示，该LMBA架构由平衡放大器（BA）（PA1和PA2）和控制放大器（CA）组成，它们被视为三个理想的压控电流源。 然后，它们通过两个对称定向耦合器进行耦合，其耦合系数在输入和输出功率处设置为 3dB (C0=0.707)。 简而言之，无论PA1和PA2电流是否相等，CA都可以通过修改耦合系数来实现连续负载调制。 因此，对理想正交耦合器的S、Z矩阵进行分析是非常有必要的，其可以表示为¹³:

\[\begin{align*} \left [{ S }\right]=&\begin{bmatrix} 0 &\quad - ja &\quad - b &\quad 0 \\ - ja &\quad 0 &\quad 0 &\quad - b \\ - b &\quad 0 &\quad 0 &\quad - ja \\ 0 &\quad - b &\quad - ja &\quad 0 \\ \end{bmatrix} \tag{1}\\ \left [{ Z }\right]=&\left ({\left [{ U }\right] + \left [{ S }\right] }\right)\left ({\left [{ U }\right] - \left [{ S }\right] }\right)^{- 1} \tag{2}\end{align*}\]

其中a和b与定向耦合器的耦合系数 $ (C_{0}) $ 有关。$ [U] $ 是单位矩阵。 对于无损耦合器，需要保证 $ 0 < C_{0} < 1 $ ，同时满足 $ b=C_{0} $ 和 $ a = {(1 − C^{2}_{0})}^{1/2} $ 。 那么，输出耦合器的电流和电压之间的关系可以表示为

\[\begin{align*} \left[\begin{array}{c} V_c \\ V_{b 2} \\ V_{b 1} \\ V_L \end{array}\right]=Z_0\left[\begin{array}{cccc} 0 & -j k_1 & 0 & j k_2 \\ -j k_1 & 0 & j k_2 & 0 \\ 0 & j k_2 & 0 & -j k_1 \\ j k_2 & 0 & -j k_1 & 0 \end{array}\right]\left[\begin{array}{c} j I_c e^{j \theta} \\ -j I_{b 2} \\ I_{b 1} \\ -V_L / R_L \end{array}\right] \tag{3} \end{align*}\]

其中 $ V_{c} $、$ V_{b2} $ 、$ V_{b1} $ 和 $ V_{L} $ 分别代表负载CA、PA2、PA1和ZL的参考电压。 电流 $ I_{1} $ 向耦合器的隔离端口注入幅度为 $ I_{C} $ 、相位可调的信号 $ \theta $ ，以控制负载调制过程。 PA1、PA2和CA的阻抗 $ Z_{b1} $、$ Z_{b2} $ 和 $ Z_{c} $ 可以计算为 :

\[\begin{align*} Z_{b1}=&Z_{0}\left ({k_{1}^{2} - {}\frac {k_{2}I_{b2}}{I_{b1}} + {}\frac {k_{1}k_{2}I_{c}e^{j\theta }}{I_{b1}}}\right) \tag{4}\end{align*}\] \[\begin{align*}Z_{b2}=&Z_{0}\left ({\frac {k_{2}I_{b1}}{I_{b2}} + {}\frac {k_{1}I_{c}e^{j\theta }}{I_{b2}}}\right) \tag{5}\end{align*}\] \[\begin{align*}Z_{c}=&Z_{0}\left ({k_{2}^{2} - \frac {k_{1}(I_{b2} - k_{2}I_{b1})}{I_{c}e^{j\theta }}}\right) \tag{6}\end{align*}\]

其中 $ k_{1} = 1/{(1−b^2)}^{1/2} $ 且 $ k_{2} = b /a $ 由 (1)–​(3) 定义。 非常有趣的是，即使电流 $ I_{b1} $ 等于 $ I_{b2}(I_{b1} = I_{b2}) $ ，CA阻抗也会被调制，而与耦合系数 $ C_{0}.(k_2 \ne 1) $ 的变化无关。 为了简化上述表达式，设置电流比 $ I_{b1max}＝ \gamma_1I_{cmax} $ 和 $ I_{b2max}＝ \gamma_2I_{cmax} $ 。

在本简介中，CA 用作 B 类条件下的载波放大器偏置，而 PA1 和 PA2 均在 C 类模式下工作，具有不同的阈值，作为两个峰值放大器。 在输出回退 (OBO) 级别，CA 仅在 PA1 和 PA2 关闭时工作（即 $ I_{b1} = I_{b2} = 0 $ ）。 在饱和水平，三个放大器达到饱和功率。 假设归一化输入驱动电压电平为 $ \beta $ ，并且 $ \beta {1} $ 和 $ \beta _{2} $ 是两个输入功率回退电平，分别代表所提出的LMBA的第一和第二峰值效率点。 在低功率和高功率水平下，载波的基波电流 $ I{c} $ 可以简单地表示为[10]:

\[\begin{align*} I_{c} = \begin{cases} \beta I_{c\max }\cos \theta,&\quad 0 \leq \beta \leq \beta _{1},\\ \frac {2v_{C}}{Z_{c}(\beta)}\cos \theta,&\quad \beta _{1} \leq \beta \leq 1, - \frac {\pi }{2} \leq \theta < \\ 0, &\quad otherwise \\ \end{cases}\frac {\pi }{2} \tag{7}\end{align*}\]

其中 $ I_{cmax} $ 是允许流过CA晶体管的最大电流，$ v_{c} $ 表示CA饱和电压。 当 $ \beta < \beta_{1} $ 时，电流 $ I_{c} $ 呈线性，电压逐渐达到饱和。 当 $ \beta {1} < \beta < 1 $ 时，过驱动电流会导致严重的非线性。 $ I{c} $ 的直流分量和基波分量可以通过傅立叶展开式给出。

\[\begin{align*} I_{c}[{ 0}]=&\frac {2\beta }{\pi \beta _{1}}I_{c\max } \tag{8}\\ I_{c}[{ 1}]=&\frac {\beta }{2\beta _{1}}I_{c\max } \tag{9}\end{align*}\]

基于理想的 C 类模式，BA 电流 $ I_{b1} $ 和 $ I_{b2} $ 可以导出为 \(\begin{align*} I_{b1} = \begin{cases} 0,&\quad 0 \leq \beta \leq \beta _{1}\\ \frac {\beta \cos \theta - \beta _{1}}{1 - \beta _{1}}I_{b1max},&\quad \beta _{1} \leq \beta \leq 1\\ \end{cases} \tag{10}\\ I_{b2} = \begin{cases} 0,&\quad 0 \leq \beta \leq \beta _{2}\\ \frac {\beta \cos \theta - \beta _{2}}{1 - \beta _{2}}I_{b2max}, &\quad \beta _{2} \leq \beta \leq 1 \\ \end{cases} \tag{11}\end{align*}\)

其中 $ \theta = arccos (\beta/\beta {1}) $ 由¹⁰定义。 $ I{b1max} $ 和 $ I_{b2max} $ 是允许流过 PA1 和 PA2 晶体管的最大电流。 根据 (10) 和 (11)，PA1 和 PA2 的直流分量和基波分量可由下式给出:

\[\begin{align*} I_{bn}[{ 0}]=&\frac {\gamma _{n}I_{c\max }}{1 - \beta _{n}}\frac {2\beta \sin \theta - 2\beta _{n}\theta }{\pi } \tag{12}\\ I_{bn}[{ 1}]=&\frac {\gamma _{n}I_{c\max }}{1 - \beta _{n}}\frac {\beta (2\theta + sin2\theta) - 4\beta _{n}\sin \theta }{2\pi },n = 1,2. \tag{13}\end{align*}\]

随着输入电平 $ \beta $ 从0增加到1，LMBA的负载调制过程可以分为三种情况进行分析。

1. 情况1：当0<β≤β1时，所提出的LMBA工作在较低功率区域。 在这种情况下，CA 开启，而 PA1 和 PA2 均完全关闭。 当β=β1时，CA电压才饱和，由式(7)可得 $ v_{c}=\beta_{1}I_{cmax}Z_{c} $ 。 此时，得到电流 $ I_{c}＝\beta I_{cmax} $ 的关系。 同时，三个放大器的负载阻抗由下式给出:

\[\begin{equation*} Z_{c} = k_{2}^{2}Z_{0}, Z_{b1} = Z_{b2} = \infty.\tag{14}\end{equation*}\]

1. 情况2：当 $ \beta {1} \le \beta \le \beta _{2} $ 时，所提出的LMBA在Doherty区域运行。 在这种情况下，CA 和 PA2 开启，PA1 关闭。 同时，负载阻抗 $ Z{c} $ 条件并没有保持在 $ Z_{0} $ ，并且这也正在经历动态负载调制。 随着 $ \beta $ 继续增加到 $ \beta {2} $ 以上，CA电流Ic增加到最大 $ I{cmax} $ ，并且PA2电流 $ I_{b2} $ 可由式(13)定义。 因此，三个放大器的负载阻抗可以表示为

\[\begin{equation*} Z_{c} = {}\frac {k_{2}^{2}v_{c}Z_{0}}{v_{c} + k_{1}I_{b2}Z_{0}}, Z_{b1} = \infty, Z_{b2} = Z_{0}\left ({\frac {k_{1}^{2}}{k_{2}} + {}\frac {k_{1}v_{c}}{k_{2}^{2}I_{b2}}}\right)\tag{15}\end{equation*}\]

1. Case3：当 $ \beta {2} \le \beta \le 1 $ 时，所提议的LMBA在ALMBA区域中运行。 在这种情况下，CA、PA1 和 PA2 开启。 当 $ \beta = 1 $ 时， $ I{b1} $ 和 $ I_{b2} $ 增加最大电流 $ I_{b1max} $ 和 $ I_{b2max} $ 。 PA1和PA2功率达到饱和状态。 在此区域，CA、PA1和PA2的负载阻抗可以表示为

\[\begin{align*} Z_{c}=&{}\frac {k_{2}^{2}v_{c}Z_{0}}{v_{c} + k_{1}(I_{b2} - k_{2}I_{b1})Z_{0}}, Z_{b1} = {}\frac {k_{1}v_{c} + (k_{1}^{2} - k_{2})I_{b2}Z_{0}}{k_{2}I_{b1}} \\ Z_{b2}=&Z_{0}{}\frac {k_{1}^{2}}{k_{2}} + {}\frac {k_{1}v_{c} - k_{2}^{2}I_{b1}Z_{0}}{k_{2}^{2}I_{b2}}\tag{16}\end{align*}\]

此时，注意到PA2电流 $ I_{b2} $ 急剧增大，可由式(11)求得。 因此，OBO 和饱和水平处的阻抗可以使用 (4)–(6) 重写

\[\begin{align*} Z_{c,{OBO}}=&\frac {C_{0}^{2}}{1 - C_{0}^{2}}Z_{0} \tag{17}\\ Z_{c,{Sat}}=&\frac {C_{0}^{4}\beta _{1}Z_{0}}{C_{0}^{2}(1 - C_{0}^{2})\beta _{1} + (1 - C_{0}^{2})^{3/2}\gamma _{2} - C_{0}(1 - C_{0}^{2})\gamma _{1})} \qquad \tag{18}\\ Z_{b1,{Sat}}=&Z_{0}\left ({\frac {C_{0}^{2}\beta _{1} + ((1 - C_{0}^{2})^{1/2} - C_{0}(1 - C_{0}^{2}))\gamma _{2}}{C_{0}(1 - C_{0}^{2})\gamma _{1}}}\right)\tag{19}\\ Z_{b2,{Sat}}=&Z_{0}\left ({\frac {1}{C_{0}(1 - C_{0}^{2})^{1/2}} + {}\frac {(1 - C_{0}^{2})^{- 1/2}\beta _{1} - \gamma _{1}}{\gamma _{2}}}\right) \tag{20}\end{align*}\]

OBO 可以表示为 ¹⁰：

\[\begin{align*} OBO=&10\log 10\left ({\frac {P_{c,{Sat}} + P_{b1,{Sat}} + P_{b2,{Sat}}}{P_{c,{OBO}}}}\right) \tag{21}\\ P_{c,{OBO}}=&\frac {1}{2}(\beta _{1}I_{c\max })^{2}Z_{c,{OBO}} \tag{22}\\ P_{c,{Sat}}=&\frac {1}{2}\left ({\frac {v_{c}}{Z_{c,{Sat}}}}\right)^{2}Z_{c,{Sat}} = \frac {1}{2}\left ({\frac {\beta _{1}I_{c\max }Z_{c,{OBO}}}{Z_{c,{Sat}}}}\right)^{2}Z_{c,{Sat}} \qquad \tag{23}\\ P_{b1,{Sat}}=&\frac {1}{2}(I_{b1}^{2}[{ 1}])Z_{b1,{Sat}},P_{b2,{Sat}} = \frac {1}{2}(I_{b2}^{2}[{ 1}])Z_{b2,{Sat}} \tag{24}\end{align*}\]

其中 $ P_{c,Sat} $ 、 $ P_{b1,Sat} $ 和 $ P_{b2,Sat} $ 是三个放大器（CA、PA1 和 PA2）的饱和输出功率。 根据式（7）~（15），当 $ \beta {1} $ 和 $ \beta _{2} $ 确定后，OBO、 $ C{0} $ 、 $ \gamma _{1} $ 和 $ \gamma _{2} $ 之间的关系如图2所示。从图2中可以看出，不同的OBO电平（6-12dB）为 当β1=0.4和0.5时，分别随耦合系数C0和电流比γ1、γ2变化。 在γ2为0.6至3.8的范围内以及相应的C0为0.37至0.84的范围内，当β1=0.5时可以实现10dB的OBO水平。 当输出耦合器的耦合系数设置为3dB（C0=0.707）时，10dB OBO电平需要γ1=1和γ2=1.96。 在这种情况下，所提出的技术退化为¹²中提出的H-ALMBA，并且它可以实现由电流Ib1和Ib2之间的差确定的载波PA的动态负载调制。 但此时 PA1 和 PA2 的饱和输出功率 Pb1,Sat 和 Pb2,Sat (Pb1,Sat =Pb2,Sat) 在隔离端口上不能相互抵消。 因此，为了提高输出功率，需要修改输出耦合器的系数。 基于S矩阵(1)，Pb1,Sat和Pb2,Sat之间的关系可以由¹给出

\[\begin{equation*} n = {}\frac {V_{b1}^{2}}{V_{b2}^{2}} = {}\frac {P_{b1,{Sat}}}{P_{b2,{Sat}}}{}\frac {Z_{b1,{Sat}}}{Z_{b2,{Sat}}} = {}\frac {(1 - C_{0}^{2})}{C_{0}^{2}}\tag{25}\end{equation*}\]

其中 n 是 $ V^2{b1} $ 和 $ V^2{b2} $ 的比率。 从(25)可以看出，当PA1和PA2产生的功率(Vb1=Vb2)输送到隔离端口为零时，输出耦合器的系数C0设置为0.707(3dB)。 然而，设计非对称LMBA时，采用非对称输出耦合器是非常有必要的。

B. 理论验证

为了说明所提出的具有改进输出耦合器的 LMBA，以设置 $ I_{cmax}=0.6 $ 、β1 = 0.5、β2 = 0.75 和 OBO = 10-dB 为例。 在此简述中，假设PA1的输出功率低于PA2的输出功率(0≤n≤1)，则0.707到1 of $ C_{0} $ 的范围可以通过(25)计算出来。 例如，当确定n=0.73时，可以获得 $ C_{0}=0.76 $ 。 代入 $ C_{0} $ 后，用(21)~(24)式即可确定γ1和γ2的值。 为了获得10 dB的OBO电平，可以保证γ1 = 1.6和γ2 = 2.3，如图2（b）所示。 图 3 显示了所提出的 LMBA 的运行行为。 从图3（a）可以看出，当PA1在第二峰值效率点β2开启时，CA的电流 $ I_{c} $ 不会像¹²中H-ALMBA报道的那样显着下降，而是会持续增加到 通过选择适当的 C0 来获得最大值。 从图3（b）可以看出，三个放大器（CA、PA1和PA2）的饱和负载阻抗可以通过（17）-（20）计算。 饱和时 ZC 从 1.36Z0 调制到 0.76 Z0。 类似地，饱和时 Zb1 和 Zb2 分别从无限调制到 3.94 Z0 和 2.37 Z0。 图3（c）显示了所提出的LMBA和其他类型LMBA的基波电压曲线。 所提出的 LMBA 与回退水平的理想效率性能如图 3 (d) 所示。

图 3. 所提出的 LMBA 的调制行为 (a) 电流 (b) 阻抗 (c) 电压 (d) 漏极效率。

三、拟议 MMIC LMBA 的实施和衡量

A.MMIC LMBA 设计

为了证明所提出方法的有效性，应确保如第 II-B 节中所述的操作参数，并且表 I 中给出了设计参数。在本简介中，所有 PA 均采用相同尺寸的晶体管作为有源器件，并且 驱动器和功率级器件的尺寸分别选择为 2 × 100 um2 和 4 × 100 um2。 因此，通过使用不同的电源电压实现了36dBm Pout和10dB OBO的LMBA。 此外，CA 工作在 B 类模式，其偏置电压由 VG1 =−1.92V 和 VDC1 = 16.2 V 提供（提供 28.6 dBm Pc,Sat），而 PA1 和 PA2 在不同的 C 类模式下偏置 其中VG2=−2.85V且VG3=−2.35V。 漏极偏置电压设置为 VDC2 = 19.4 V（提供 30 dBm Pb1,Sat）和 VDC3 = 22.6 V（提供 33.6 dBm Pb2,Sat）。 最佳负载阻抗可通过 $ R_{opt} = 2(V_{ds}-V_{knee})/I_{max} $ 计算。 考虑到 $ V_{knee} = 4 V $ 和 $ I_{max} = 250 mA $ ，三个放大器的最佳负载阻抗为 $ R_{copt} = 97.6 \Omega $ 、 $ R_{b1opt} = 123 \Omega $ 和 $ R_{b2opt} = 148.8 \Omega $ 。 系统负载阻抗Z0设置为50Ω。 CA 的饱和阻抗由 ZcSat = 0.76Z0 = 38 给出，PA1 和 PA2 的饱和阻抗分别为 3.94Z0 = 197 和 2.37Z0 = 118.5 。 因此，CA应设计实现97.6至38最佳匹配的输出匹配网络（OMN），PA1的OMN可设计为123至197，PA2的OMN可设计为148.8至118.5。 图 4 显示了所提出的 LMBA 的模拟结果。 输入功率分配器可采用CA和BA（PA1和PA2）之间的分配比设置为1：1。 改进的输出耦合器的耦合系数为 –2.38-dB (C0=0.76)，被提议的 LMBA 采用。 最后，制作的LMBA芯片的显微照片如图5所示，其尺寸仅为4毫米×3.1毫米。

图 4.所提出的 LMBA 的模拟性能 (a) CA、PA1 和 PA2 的漏极直流电流 (b) 漏极效率和增益与输出功率的关系。

B. MMIC LMBA 测量

小信号 S 参数和稳定性性能如图 6 所示。测得的 S21 为 15 dB，增益变化为 ±0.4 dB，输入回波损耗 S11 在 24.7 至 25.7 GHz 范围内优于 -5.2 dB。 此外，仿真的稳定性因子K和Mu在0到30 GHz范围内都高于1，如图6（b）所示，表明LMBA具有良好的稳定性。 从图7中可以看出，该LMBA在连续波测试下可以实现35.2 dBm的饱和输出功率，峰值效率为37.7%。 在 6dB/8dB/10dB OBO 下，可分别获得 23.8-30%、24.2-27% 和 20-24% 的功率附加效率 (PAE)。 为了评估 LMBA 的线性性能，我们在 100 MHz BW OFDM 信号下对其进行了测试，PAPR 分别为 9.2 dB 和 6.9 dB。 在没有 DPD 的情况下测得的 ACPR 低于 -26.7 dBc，在 DPD 后提高到 -45.04 dBc。 结果表明，在这种情况下，MMIC LMBA可以获得26.2 dBm的平均输出功率，平均PAE为25.2%，如图8所示。表II显示，与其他报道的相比，所提出的LMBA在OBO效率方面具有明显的优势 MMIC DPA 和 LMBA。

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